ทดสอบ Small DC Motor ที่ควบคุมความเร็วด้วย PWM

ผมคิดว่าผู้อ่านคงเคยแกะ DC motor ตัวเล็กๆ อย่าง Fan motor ที่ใช้ในคอมพิวเตอร์กันออกมาดูหรือทดลองบ้าง ถ้าเป็นแบบธรรมดาก็จะมีสายไฟออกมา 2 เส้น คือต่อแหล่งจ่ายไฟ DC บวกลบให้มอเตอร์ตามปกติ แบบนี้มักไม่ควบคุมความเร็ว (ความจริงก็ควบคุมได้) แต่ถ้าเห็นมีสาย 3- 4 เส้นก็จะเป็นมอเตอร์แบบที่ใช้งานในลักษณะที่ต้องการควบคุมความเร็ว ซึ่งส่วนใหญ่จะใช้ PWM เป็นตัวควบคุม

พอดีผมได้มีโอกาสทดสอบ DC Motor ที่ใช้ในเครื่องดูดฝุ่นแบบ robot ที่กำลังฮิตกันอยู่ตอนนี้ ซึ่งในตอนแรกคิดว่าเป็น Stepping motor แต่พอได้สเปคมาดูกลายเป็น PWM control dc motor ไปโน่น เลยได้โอกาสเอา PWM ที่เคยเขียนเอาไว้ในบทความที่แล้วมาทดลองใช้เสียเลย หน้าตาของมอเตอร์ที่ได้มาเป็นแบบนี้ครับ

เจ้ามอเตอร์ตัวนี้มีสายมากกว่า fan motor อยู่หน่อย คือมีจุดต่อสาย 5 เส้น 
4 เส้นแรกนั้นเหมือน fan motor ทั่วไป ส่วนอีกเส้นที่เพิ่มขึ้นมาเอาไว้เบรคและกลับทิศมอเตอร์ 

เรียงขาแบบนี้ครับ

1 GND
2 +18V
3 PWM
4 FG
5 Break

เส้น FG (Frequency Generator) นั้นเป็นเส้นสำหรับสร้าง feed back pluse ซึ่งมอเตอร์ตัวนี้จะจ่าย pluse 6 ลูกต่อการหมุน 1 รอบ เอาไว้นับหรือควบคุมจำนวนรอบการหมุนที่แน่นอนของมอเตอร์ครับ

การทดสอบนี้ผมใช้แค่ 3 เส้นเท่านั้น คือ GND +18V และ PWM


สัญญาน PWM ใช้จากวงจรนี้ที่เคยเขียนเอาไว้ (เข้าไปดูรายละเอียดได้ที่บทความ Simple and Efficient PWM )

ไฟเลี้ยงของ PWM ใช้ 12V ส่วนมอเตอร์ใช้ 18V แยกจากกันครับ เพราะสเปคของมอเตอร์บอกให้จ่าย PWM หลังมอเตอร์ต่อกับไฟ 18V เรียบร้อยแล้ว ถ้าจ่าย PWM ก่อนแล้วค่อยจ่ายไฟ 18V มอเตอร์จะพัง (ส่วนใหญ่เป็นแบบนี้ต้องระวังด้วยครับ)

สเปคที่ได้มาไม่ได้บอกว่าใช้ความถี่ PWM ช่วงเท่าไหร่ ผมประมาณเอาจากสเปค Fan motor ทั่วไปที่ทำงานในช่วง 30-300kHz  เลยเลือกใช้ที่ 50kHz ครับ หลักการก็ไม่มีอะไร ถ้าต้องการความเร็วรอบ (speed) ที่มากขึ้นก็เพิ่มค่าดิวตี้ไซเคิลของ PWM  ถ้าต้องการลดความเร็วก็ลดค่าดิวตี้ไซเคิลให้น้อยลงมา

ลองมาดูผลการทดสอบกัน

เอามาลงให้ดูกันเล่นๆ เพื่อเป็นตัวอย่างการประยุกต์ใช้ PWM ที่เคยเขียนเอาไว้ในบทความก่อนๆ เท่านั้นครับ

บทความที่น่าสนใจ
Why and how to control fan speed for cooling electronic equipment.
Fan 3rd wire signal

Simple and Efficient PWM

บทความเรื่อง PWM สำหรับทดสอบคอนเวอร์เตอร์ มีผู้สนใจเข้าไปอ่านกันมาก ผมเลยอยากนำเสนอวงจร PWM อีกตัวหนึ่งที่เคยทดสอบการทำงานเอาไว้นานแล้ว แต่ยังไม่ได้เอามาใช้ เพราะต้องเพิ่มเติมกันอีกพอสมควรถ้าจะเอามาใช้ทดสอบคอนเวอร์เตอร์อย่างจริงจัง

วงจรนี้สร้าง PWM ที่ให้ค่าความถี่เสถียรกว่าไอซีเบอร์ TL494 และปรับเปลี่ยนความถี่ของ PWM ได้ง่ายและกว้างกว่า ทั้งยังสามารถทำงานที่ความถี่สูงๆ ได้อีกด้วย เหมาะจะนำไปทดสอบวงจร "เรโซแนนซ์คอนเวอร์เตอร์" ที่ทำงานในช่วงความถี่สูงๆ

เอามาลงไว้เผื่อมีใครสนใจนำไปประยุกต์ใช้งานครับ

วงจรนี้ดัดแปลงมาจากวงจรในบทความชื่อ Simple circuit provides efficient PWM เขียนโดย Kenneth Levine ลงในคอลัมน์ design ideas ในวารสาร EDN ฉับบ February 18, 1999 

ส่วนวงจรที่ทดลองสร้างขึ้นมีแก้ไขนิดหน่อยครับและเปลี่ยนตัวอุปกรณ์ให้เป็นเท่าที่ผมหาได้ ซึ่งจะเป็นดังนี้

(ดัดแปลงจากวงจรเดิมของ Kenneth Levine)

ในบทความของ Levine  นั้นได้อธิบายการทำงานเอาไว้แล้วโดยละเอียด (มีที่พิมพ์หน่วยผิดนิดหน่อย ให้ดูหน่วยจากบทความนี้แทน) ในที่จึงจะขออธิบายการทำงานเพียงคร่าวๆ เท่าทีจำเป็นในการนำไปใช้ครับ

การทำงานของวงจรจะแบ่งออกเป็น 2 ส่วนหลักๆ ตามการทำงานของ PWM โดยทั่วไป คือ ส่วนสร้างสัญญานฟันเลื่อย (sawtooth) ที่ใช้กำหนดค่าความถึ่ของ PWM (ชุุด IC1A) และส่วนควบคุมค่าดิวตี้ไซเคิล (ชุด IC1B)

เริ่มที่ชุดสร้างสัญญานฟันเลื่อยกันก่อน 

ส่วนสร้างสัญญานฟันเลื่อย

ซึ่งจะแบ่งย่อยอีกเป็น 2 ส่วน คือส่วน "ชาร์จ" และส่วน "ดิสชาร์จ" ตัวคาปาซิเตอร์ C1 โดยค่าความถี่ของ PWM ที่ได้จะขึ้นอยู่กับช่วงเวลา dt ในการชาร์จ C1 เป็นหลัก วงจรนี้ออกแบบไว้ให้เริ่มชาร์๋จเมื่อแรงดันตกคร่อม C1 ตกลงมาจนถึงระดับ 1V และให้ดิสชาร์จประจุทิ้งไปเมื่อแรงดันตกคร่อม C1 เพิ่มขึ้นจนถึง 3V ครับ

ตัวชาร์จอยู่ที่ทรานซิสเตอร์ Q1 ซึ่งจะชาร์จประจุ C1 ด้วยกระแสคงที่ผ่านตัวมัน จากวงจรจะเห็นว่า R1 กับ R2 ต่อวงจรในลักษณะแบ่งแรงดัน โดยค่าที่กำหนดในวงจรจะทำให้แรงดันตกคร่อม R1 เท่ากับ 1V คงที่ หากประมาณแรงดัน VBE ของ Q1 เท่ากับ 0.7V แรงดันตกคร่อม R3 ก็จะมีค่าเท่ากับ 0.3V คงที่ด้วย ดังนั้นที่ค่า R3=1.5k กระแสที่จะไหลเข้าชาร์จ C1 จะมีค่าคงที่เท่ากับ 200uA (ไมโครแอมป์) และเนื่องจากแรงดันตกคร่อม C1 จะเพิ่มขึ้นจาก 1V ถึง 3V เมื่อ C1 ถูกชาร์จประจุจะมีค่าแรงดันเพิ่มขึ้น dV= 3V-1V=2V ดังนั้นจะหาช่วงเวลาในการชาร์จประจุได้จาก

นั่นคือ จากค่า R3= 1.5K ในวงจรจะได้ความถี่ PWM เท่ากับ 1/10us = 100kHz และด้วยวิธีการคำนวณแบบเดียวกัน ถ้าต้องการความถี่เท่ากับ 50kHz กับ 200kHz ก็ให้เปลี่ยนค่า R3 เป็น 3K กับ 750R ตามลำดับครับ

ส่วนดิสชาร์จ C1 อยู่ที IC1A ซึ่งจัดวงจรในลักษณะ cpmparator โดยขา 4 ของ IC1A จะคอยเช็คแรงดันที่ตกคร่อม R5 และจากค่าของ R4 กับ R5 ที่กำหนดไว้จะทำให้แรงดันตกคร่อมที่ R5 มีค่าเท่ากับ 3V ส่วนขา 5 ของIC1A จะคอยเช็คแรงดันที่ตกคร่อม C1 เพื่อเปรียบเทียบกัน และเมื่อแรงดันตกคร่อม C1 มีค่าเท่ากับ 3V comparator ก็จะทำงานโดย ขา 12 จะดึงกระแสโดยลดแรงดันที่ขาลงจน (เกือบ) เป็นศูนย์ (แรงดันกราวด์) จังหวะนี้ R6 ที่เสมือนต่อลอยอยู่จะเปลี่ยนมาขนานกับ R5 แทน และจากค่าความต้านทานของ R6 ที่กำหนดไว้ในวงจรจะทำให้แรงดันที่ขา 4 ของ IC1A ในจังหวะนี้มีค่าลดลงเหลือเพียง 1V ในขณะเดียวกันไดโอด D1 ก็จะดึงให้ C1 ดิสชาร์จประจุออกมาผ่านขา 12 ของ IC1A อย่างรวดเร็วด้วย จนเมื่อแรงดันตกคร่อม C1 ลดลงจนเหลือต่ำกว่า 1V ขา 12 ของ IC1A ก็จะเปิดวงจรอีกครั้ง D1 จะหยุดทำงาน C1 จะเริ่มชาร์จประจุใหม่ เป็นเช่นนี้เรื่อยไปก็จะได้สัญญานฟันเลื่อยมารอไว้ที่ขา 10 ของ IC1ฺB 

ส่วนควบคุมค่าดิวตี้ไซเคิล

อยู่ที่ขา 10 กับขา 9 ของ IC1B ซึ่งใช้แรงดัน VCTRL ในช่วง 1V ถึง 3V (1V<VCTRL<3V) มาควบคุมค่าความกว้างของ pluse โดย IC1B จะเปรียบเทียบแรงดันที่เพิ่มขึ้นจาก C1 ที่ขา 10 กับแรงดัน VCTRL ที่ขา 9  ถ้าแรงดัน VCTRL ยังมากกว่าค่าแรงดันของ C1 เอาต์พุต์ของ PWM (แรงดันที่ขา 7 ของ IC1B) ก็จะมีค่า High เมื่อแรงดันของ C1 เพิ่มขึ้นจนเท่ากับ VCTRL เอาต์พุต์ของ PWM ก็จะมีค่า Low ดังนั้นการปรับเปลี่ยนค่าแรงดัน VCTRL ก็คือการปรับเปลี่ยนค่าดิวตี้ไซเคิลของ PWM นั่นเอง

ตัว IC1A และ IC1B วงจรเดิมใช้เบอร์ LM319 ส่วนผมเปลี่ยนไปใช้เบอร์ LM311 แทน และแยกแรงดันไฟเลี้ยงไอซีให้เป็น 12V (เพื่อให้ได้แรงดันเอาต์พุตของ PWM ที่ 12V) ส่วนแรงดัน 5V ที่ใช้กับส่วนอื่นของวงจร ผมใช้ IC7805 ตัวเล็กมาลดแรงดันจาก 12V ลงมาเป็น 5V อีกที ทรานซิสเตอร์ Q1 วงจรเดิมใช้ 2N3906 ผมเปลี่ยนมาใช้ 2N3906 เพราะมีอยู่ ค่า R ในวงจรนั้นเปลี่ยนไปเล็กน้อยให้หาค่าได้ง่าย ใช้แบบ 1% ทั้งหมดได้ก็ดีครับ สำหรับ R3 นั้นเปลี่ยนมาใช้ VR5K (20รอบ) แทน เพื่อให้ปรับได้ครอบคลุมค่าความถี่ตั้งแต่ 50kHz ถึง 200kHz ส่วนแรงดัน VCTRL ก็ใช้ VR5K แบ่งแรงดัน 5V เอา ไดโอด D1 ถ้าหาเบอร์ 1N914 ไม่ได้ให้ใช้เบอร์ 1N4148 แทนได้เช่นกัน

ไอซี Comparator ไม่จำเป็นต้องเป็นเบอร์ LM319 หรือ LM311 แต่ขอให้มีความเร็วตอบสนองดีๆ ถ้าต้องการความถี่สูงๆ ก็ให้เลือกไอซีที่มีความเร็วมากกว่า 2 ตัวนี้มาใช้ครับ

รูปนี้เป็นวงจรที่ประกอบขึ้นทดลอง

ส่วนลักษณะรูปคลื่นที่ได้ขณะวงจรทำงานเป็นดังนี้

รูปบนได้จากการปรับค่า R3 ให้ได้สัญญานฟันเลื่อยที่ 50kHz ซึ่งจะได้สัญญานเอาต์พุตของ PWM ที่ 50kHz ด้วย เส้นแนวนอนคือค่าแรงดัน VCTRL ปรับไว้ที่ประมาณ 3V (High duty cycle) ส่วนรูปข้างล่างปรับค่าแรงดัน VCTRL ไว้ที่ประมาณ 1.4V (low duty cycle)

ต่อไปทดลองเปลี่ยนค่าความถี่เป็น 100 kHz

ถัดมาที่ 200 kHz วงจรยังคงทำงานได้ไม่มีปัญหา

วงจรนี้ผมทดลองให้ทำงานทิ้งไว้เป็นเวลานาน สังเกตความถี่ที่ได้ค่อนข้างนิ่งดีทีเดียวไม่เปลี่ยนแปลงมากเหมือนที่ได้จากไอซีเบอร์ TL494 แต่เสียอยู่อย่างหนึ่งคือ มี PWM แค่ output เดียว การนำไปใช้กับ พุชพูล ฮาล์ฟบริดจ์ และฟูลบิรดจ์คอนเวอร์เตอร์ อาจลำบากนิดหน่อย เอาไว้ผมจะเขียนถึงการนำไปใช้กับคอนเวอร์เตอร์เหล่านี้ให้ในตอนต่อๆ ไปครับ

วงจรทดลองเพื่อศึกษาการทำงานของฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์

บทความในตอนนี้จะทดสอบการทำงานของวงจรจริงของฮาล์ฟบิรดจ์คอนเวอร์เตอร์เพื่อเปรียบเทียบกันกับวงจรฮาล์ฟบิรดจ์คอนเวอร์เตอร์ที่ได้คำนวณและจำลองดูการทำงานเอาไว้ด้วย LTspice IV ครับ

การคำนวณค่าต่างๆ ย้อนไปดูได้ที่นี่
วิเคราะห์การออกแบบฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ด้วย LTSPICE IV

เมื่อกำหนดค่าตัวอุปกรณ์ต่างๆ แล้วจะได้วงจรที่จะใช้ทดสอบตามนี้

วงจรฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ที่ใช้ทดลอง

วงจร PWM ใช้ TL494 มาปรับเป็นแหล่งกำเนิดเช่นเดิม (ดู PWM สำหรับทดสอบคอนเวอร์เตอร์) ในที่นี้เราจะใช้กับฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ซึ่งเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะสลับกันทำงาน ดังนั้นจึงใช้โหมด "push-pull" คือ Output1 และ Output2 สลับกันทำงาน และใช้ทั้งสอง output ซึ่งทำได้โดยต่อขา 13 เข้าแรงดัน ref ที่ขา 14 

PWM ที่ใช้ ซึ่งจะใช้ทั้ง output1 และ output2
ดังนั้นให้ต่อขา 13 เข้ากับแรงดัน ref ที่ขา 14 ด้วย

เนื่องจากวงจรฮาล์ฟบริดจ์จะจัดวงจรอยู่ในลักษณะเพาเวอร์มอสเฟตแบ่งครึ่งแรงดัน ที่มีลักษณะของ high-side (ตัวบน) และ low-side (ตัวล่าง) ดังนั้นในที่นี้จะใช้ไอซีเบอร์ IR2110 มาเป็นตัวขับขาเกตให้เพาเวอร์มอสเฟตในวงจรครับ (ให้ดู High-Side Gate Drive ด้วยไอซีเบอร์ IR2110)

วงจรขับเกตจะเป็นดังนี้

วงจรที่ใช้ขับขาเกตใช้ IC เบอร์ IR2110 สำหรับฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ที่ทดลองสร้างขึ้น 

Output1 กับ Output2 ของ TL494 ให้ต่อเข้ากับ Hin (PWM_A) กับ Lin (PWM_B) ของ IR2110 สำหรับไฟเลี้ยง +12V ของ IR2110 นั้น สามารถใช้ร่วมกับ TL494 ได้ แต่ไฟเลี้ยงของฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ให้แยกต่างหากกันครับ เพราะจะต้องทดลองปรับเปลี่ยนแรงดันไปมา

เพาเวอร์มอสเฟตใช้เบอร์ R6004ENDTL ของ Rohm (ไม่จำเป็นต้องใช้เบอร์นี้ก็ได้ขอให้ทนแรงดันได้ประมาณ 60V ที่กระแส 1A ขึ้นไป) เป็นแบบ surface mount ซึ่งทำให้ตัวเล็กหน่อย ไดโอดใช้ Schottky เบอร์อะไรก็ได้เช่นกัน (1N5819 ก็ได้) ขอให้ทนกระแสได้ประมาณ 1A ก็พอ วงจรจริงผมใช้เบอร์ RB050L-60TE25 เป็นแบบ surface mount เหมือนกัน 

หม้อแปลงสวิตชิ่งพันขึ้นใช้เอง วิธีการออกแบบหม้อแปลงให้ดูรายละเอียดได้ในในหนังสือ “เทคนิคและการออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย” ครับ 

แกนเฟอร์ไรต์ใช้ขนาด EFD20/10/7 ของ EPCOS เบอร์ B66417GX187 ถ้าหาแกนนี้ไม่ได้ก็ให้ใช้แกน EE20 หรือ EI20 หรือใกล้เคียงก็ได้ แกน EFD20/10/7 มี ขนาด Ae = 0.31 cm2  เริ่มต้นด้วยการประมาณคร่าวๆ ว่าจะใช้ ค่า lg ประมาณ  0.01 mm. (ตามที่ใช้คำนวณใน LTspice IV) ดังนั้นจากค่า LP = 352 x 10-6 H จะได้ จำนวนรอบของ Np

เลือก Np=30 รอบ ดังนั้นจากอัตราส่วนจำนวนรอบ Np/Ns = 0.31 เลือก Ns = 100 รอบ (เกินไปนิดหน่อยให้เป็นเลขจำง่ายๆ)

เอาต์พุตโช้คกำหนดไว้ที่ Lo = 560 x 10-6 H ใช้วิธีคำนวณแบบเดียวกันจะได้จำนวนรอบ  NLo = 38 รอบ แต่ในที่นี้ผมใช้แบบสำเร็จรูปที่มีขายไม่ได้พันเอง วัดค่าอินดัคแตนซ์ได้ 680 x 10-6 H

ทดลองวัดค่า Lp ของหม้อแปลงจากขดลวดไพรมารี่ที่พันขึ้นได้เท่ากับ 448 x 10-6 H  สูงไปหน่อยแต่ไม่เป็นปัญหาเพราะมีผลแค่ทำให้ค่า Ip(peak) ลดไปเท่านั้น ส่วนผลการทดสอบอัตราส่วนจำนวนรอบ Np:Ns เมื่อพันเสร็จแล้ว วัดค่าแรงดันแต่ละคู่ขดเปรียบเทียบกัน ได้ Np/Ns ประมาณ 0.35 เท่ากันทั้ง 2 คู่ (ขดเซคั่นดารี่ Ns พันควบ 2 เส้นพร้อมกันทีเดียว) ตามรูปข้างล่างนี้ครับ

รูปคลื่นวัดค่าแรงดันแต่ละคู่ขดเปรียบเทียบกัน ได้ Np/Ns ประมาณ 13.86/39.75=0.35 

รูปข้างล่างคือวงจรที่ประกอบขึ้นมาทดลอง

ต่อไปทดสอบวงจรเพื่อดูความสามารถที่จะคงค่าแรงดันที่ 5V เมื่อตั้งค่าโหลดให้คงที่ไว้ 300mA ทดสอบที่ช่วงแรงดันขาเข้า 2 จุด คือที่ 7V กับ 12V 

เมื่อตั้งค่าแรงดันขาเข้าไว้ที่ 7V ผลการปรับช่วงเวลานำกระแสได้ค่า ton ที่ค่าสูงสุดได้ประมาณ 17.76 x 10-6 วินาที พบว่าที่ค่ากระแสขาออกวงจร 300mA วงจรสามารถทำค่าแรงดันขาออกได้เพียง 4V เท่านั้น ดังนั้นจึงทดลองปรับลดค่ากระแสขาออกเพื่อให้ได้ค่าแรงดันขาออกที่ 5V ผลปรากฎว่าได้ค่ากระแสสูงสุดอยู่ที่ 200mA 

แสดงว่าค่าแรงดันขาเข้าอาจต่ำเกินไปสำหรับวงจรจริงเมื่อเทียบกับวงจรที่ใช้ค่าอุดมคติ 

ส่วนลักษณะสัญญานจาก IR2110 ทั้งตัวบนและล่างได้ตามในรูปนี้คร้บ 

จากนั้นทดลองตั้งค่าแรงดันขาเข้าเพิ่มขึ้นมาเป็น 8V ผลการปรับช่วงเวลา ton ของวงจรเพื่อให้ได้แรงดันขาออก 5V และกระแสขาออก 300mA  ได้ค่า ton ประมาณ 16.82 x 10-6 วินาที ได้ค่าแรงดันกับกระแสตามต้องการไม่มีปัญหาอะไร ส่วนลักษณะสัญญานจาก IR2110 ทั้งตัวบนและล่างได้ตามในรูปนี้คร้บ 

ต่อไปทดลองค่าแรงดันขาเข้าไว้ที่ 15V ผลการปรับช่วงเวลา ton ของวงจรเพื่อให้ได้แรงดันขาออก 5V และกระแสขาออก 300mA  ได้ค่า ton ประมาณ 7.38 x 10-6 วินาที 

ลักษณะสัญญานจาก IR2110 ทั้งบนล่างได้ตามในรูปนี้ 

แสดงว่าที่แรงดันขาเข้าค่าสูงๆ ขึ้นมาวงจรทำงานได้ดีไม่มีปัญหา แรงดันขาเข้าที่ตั้งไว้ 7V น่าจะต่ำเกินไป (แบ่งครึ่งแรงดันเหลือ 3.5V หักแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์มอสเฟตลงไปอีก 1V เหลือแรงดันตกคร่อมขดไพรมารี่แค่ 2.5V ต่ำไปหน่อย) 

เมื่อทดลองเปลี่ยน C1 กับ C2 ให้มีค่ามากขึ้น พบว่าไม่ให้ผลที่ดีขึ้นที่ค่าแรงดันต่ำๆ (7V) แต่เมื่อเปลี่ยนเป็นแบบ low ESR ค่ากระแสสูงสุดขยับขึ้นมาได้เป็น 250mA แสดงว่าค่าแรงดันขาเข้าจากข้อกำหนดนั้นต่ำไปสำหรับฮาล์ฟบริดจ์ที่ออกแบบมาน่าจะจริง


ต่อไปวัดดูลักษณะรูปคลื่นที่ฝั่งไพรมารี่ของกระแสที่ไหลผ่านเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ (มอสเฟต) ขณะวงจรทำงานจะเป็นดังรูปข้างล่าง จะเห็นว่าค่ากระแสสูงสุดอยู่ที่ประมาณ 950 mA เมือโหลดดึงกระแส 300mA ซึ่งสอดคล้องกับค่า Np/Ns และใกล้เคียงกับที่คำนวณไว้พอสมควร

สำหรับลักษณะรูปคลื่นของกระแสที่ฝั่งเซคั่นดารี่ที่ผ่านไดโอด D1 กับ D2 และเอาต์พุตโช้ค Lo จะเป็นดังนี้

รูปคลื่นของกระแสฝั่งเซคั่นดารี่ที่ผ่านไดโอด D1 กับ D2 (บน ล่าง) และเอาต์พุตโช้ค Lo (กลาง)

แรงดันที่ตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ขณะวงจรทำงานจะเป็นดังรูปข้างล่าง

จากรูปคลื่นที่ได้จะเห็นว่าเมื่อเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ตัวหนึ่งนำกระแส ค่าแรงดันตกคร่อมขณะหยุดนำกระแสของอีกตัวหนึ่งจะมีค่าเท่ากับแรงดันขาเข้า และเมื่อเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์หยุดนำกระแสพร้อมกัน ค่าแรงดันตกคร่อมของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์แต่ละตัวจะมีค่าเพียงครึ่งหนึ่งของแรงดันขาเข้า (แบ่งครึ่งแรงดันกันไป) 
นอกจากนี้จะสังเกตเห็นสไปค์และเรโซแนนซ์ขณะเริ่มหยุดนำกระแสค่อนข้างชัดเจน เปรียบเทียบกับที่จำลองใน LTspice IV แล้วค่อนข้างใกล้เคียงกันมาก แต่วงจรจริงจะมีลักษณะของการหน่วงเรโซแนนซ์ที่มากกว่าครับ

ลักษณะแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์มอสเฟตขณะทำงาน  ได้จากการจำลองการทำงานของวงจรฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ใน LTspice IV

ต่อไปทดลองเพิ่ม RC สนับเบอร์ คร่อมที่ตัวเพาเวอร์มอสเฟตทั้ง 2 ตัว ดังในรูป

จุดที่เพิ่ม RC สนับเบอร์เข้าไปนวงจร เพื่อลดเรโซแนนซ์และแรงดันไสปค์เมื่อเพเวอร์มอสเริ่มหยุดนำกระแส

ผลที่ได้เป็นดังในรูปนี้ 

ลักษณะแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์มอสเฟตขณะทำงานเมื่อใส่ RC สนับเบอร์คร่อมที่ขา D กับ S ของเพาเวอร์มอสเฟต

จะเห็นว่า RC สนับเบอร์ที่เพิ่มเข้ามาในวงจรสามารถลดเรโซแนนซ์ลงไปได้หมด และกดสไปค์ลงไปได้มากพอสมควร เปรียบเทียบกับที่จำลองใน LTspice IV แล้วก็ถือว่ามีลักษณะใกล้เคียงกันมากเลยทีเดียว

ลักษณะแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์มอสเฟตขณะทำงานเมื่อใส่ RC สนับเบอร์คร่อมที่ขา D กับ S ของเพาเวอร์มอสเฟต จากการจำลองการทำงานของวงจรฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ใน LTspice IV

การทดลองสำหรับวงจรฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ในเบื้องต้นคงมีเท่านี้ สำหรับฟูลบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ผมจะขอข้ามไป คิดว่าเป็นแบบฝึกหัดให้ทดลองทำด้วยตัวเองครับ (หม้อแปลงให้ใช้ค่าและพันแบบเดียวกับพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ได้เลย แต่ใช้ขดลวดไพรมารี่ขดเดียว)

สำหรับตอนต่อๆ ไป จะเป็นเรื่องเกี่ยวกับการพัน "หม้อแปลงสวิตชิ่ง" ในเบื้องต้นครับ