High-Side Gate Drive ด้วยไอซีเบอร์ IR2110

หลังจากเขียนบทความ วิเคราะห์การออกแบบฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ด้วย LTspice IV  เสร็จ และกำลังจะทดลองสร้างตามวงจร ผมก็นึกขึ้นได้ว่า "ฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์" จัดวงจรอยู่ในลักษณะที่มีส่วนที่เรียกกันว่า High-Side (เพาเวอร์มอสเฟตตัวบน) กับ Low-Side (ตัวล่าง) การขับเพาเวอร์มอสเฟตในส่วน high-side นั้นจำเป็นต้องใช้หม้อแปลง pluse หรือหาไอซี High-side driver มาคั่นก่อนเข้าขาเกต กับขาซอร์ส ไม่เช่นนั้นอาจมีปัญหาจุดกราวด์อ้างอิงของขาเกต

แต่เนื่องจากไม่อยากพันหม้อแปลง pluse เลยทดลองค้นเบอร์ไอซีที่มี High-side driver จาก google พบว่าเบอร์ IR2110 มีข้อมูลค่อนข้างเยอะ เช็คดูว่ามีขายในบ้านเราก็เลยหามาทดลองดู เผื่อว่าจะใช้ IR2110 กับวงจรฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ที่จะทดลอง แต่ก่อนจะเอาไปใช้คงต้องทำความรู้จักและหาวิธีใช้มันเสียก่อนครับ

ปัญหาของ High-Side Drive

โดยปกติวงจรฮาล์ฟบริดจ์จะจัดวงจรอยู่ในลักษณะเพาเวอร์มอสเฟตแบ่งครึ่งแรงดัน จึงมีลักษณะของ high-side (ตัวบน) และ low-side (ตัวล่าง) ดังในรูป

การขับเพาเวอร์มอสเฟตโดยทั่วไป จะต้องให้แรงดันที่ขาเกต (GATE) สูงกว่าแรงดันที่ขาซอร์ส (SOURCE) ประมาณ 10-15 โวลต์ ซึ่งจะเห็นว่าเพาเวอร์มอสเฟตตัวล่างหรือ low-side นั้น ขาซอร์สจะต่อโดยตรงที่เส้นกราวด์ แรงดันจากวงจรขับที่ต่อเข้ากับขาเกตก็จะเป็นแรงดันเทียบกับกราวด์โดยตรง จึงไม่มีปัญหากับ PWM ในการจ่ายแรงดันขับเกตที่ระดับ 10-15โวลต์ แต่สำหรับเพาเวอร์มอสเฟตตัวบนหรือ high-side นั้น ขาซอร์สจะต่อผ่านโหลดลงกราวด์ ส่วนขาเดรน (D) จะต่อเข้ากับส่วนที่เป็นแรงดันไฟเลี้ยงบริดจ์  หมายความว่าแรงดันขับที่ขาเกตสำหรับ high-side จะต้องสูงกว่าแรงดันไฟเลี้ยงบริดจ์ ซึ่งจะเป็นปัญหาทันทีหากแรงดันไฟเลี้ยงบริดจ์เป็นแรงดันค่าสูงๆ เช่น 300VDC เนื่องจากวงจรขับทั่วไปส่วนใหญ่จะมีแรงดันค่าต่ำๆ (วงจร logic ทั่วไป) คือ อยู่ที่ประมาณ 5-15V เท่านั้นเอง

วิธีง่ายๆ และไม่แพงนักที่นิยมใช้ในการขับเพาเวอร์มอสเฟตในลักษณะนี้ก็คือ การใช้หม้อแปลง pluse เพื่อแยกแรงดันอ้างอิงให้ขาเกตและซอร์ส แต่จะมีข้อเสียเรื่องขนาดของหม้อแปลง ข้อจำกัดเรื่องความถี่การทำงาน และสัญญานรบกวน (และเสียเวลาพันหม้อแปลง)

วิธีที่ยุ่งยากขึ้นมาอีกนิดหน่อยแต่ก็เป็นเทคนิคยอดนิยมเช่นกัน คือ เทคนิคที่เรียกว่า Bootstrap ซึ่ง IR2110 ที่จะนำมาทดลองก็ใช้เทคนิคนี้เป็นพื้นฐานการทำงาน

Bootstrap เทคนิค

วงจรพื้นฐานทั่วไปของ IC High-Side Driver ที่ใช้เทคนิค Bootstrap จะเป็นดังรูปข้างล่าง (เป็น circuit diagram ของ IC เบอร์ ISL6700 ครับ เพราะดูง่ายกว่าของ IR2110)

จากรูปนี้จะเห็นว่ามีส่วนประกอบสำคัญ 3 ส่วน คือ ชุด Control  ชุด Drive Hi (high-side) และชุด Drive Lo (low-side) ขา Hi (High in) กับ Lo (Low in) จะเป็นส่วนที่รับคำสั่งจาก PWM ภายนอก เพื่อให้ชุด control ขับชุด dirve Hi หรือ Lo เพื่อขับเพาเวอร์มอสเฟตตัวบนและตัวล่างต่อไป โดยหากมองแบบคร่าวๆ ไฟเลี้ยงสำหรับชุด control ซึ่งจะได้จาก VDD เป็นไฟเลี้ยงสำหรับวงจร logic ทั่วไป ซึ่งจะกำหนดค่าให้สอดคล้องกับค่าแรงดัน logic ของ PWM ที่เข้ามายังขา Hi กับ Lo ที่อ้างอิงกับขา VSS ซึ่งจะเป็นจุดอ้างอิง common ที่ใช้ร่วมกับชุด control ชุด Drive Lo และเพาเวอร์มอสเฟตตัวล่างด้วย ซึ่งเป็นลักษณะปกติของวงจรทั่วไปเช่นกัน ดังนั้นวงจรส่วน Low-side จึงเหมือนวงจรในการขับเพาเวอร์มอสเฟตทั่วไปครับ

แต่ส่วนที่พิเศษแยกออกมา คือส่วนของ HB HO และ HS ของชุด Drive Hi ที่จะใช้ขับเพาเวอร์มอสเฟตตัวบน ซึ่งจะแยกเป็นชุดลอย (Floating) ออกมา ขา HB จะเป็นจุดต่อไฟจ่ายแรงดันที่จะขับออกมาทาง HO เพื่อใช้ขับขาเกตของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ตัวบน โดยแรงดันที่จุด HB กับ HO นี้จะเป็นแรงดันที่อ้างอิงกับค่าแรงดันที่ขา HS 

สำหรับ +HV จะเป็นแรงดันขับโหลดของบริดจ์ผ่านเพาเวอร์มอสเฟตตัวบนและล่าง ซึ่งจะอ้างอิงกับจุดกราวด์ในรูป ซึ่งจะเป็นจุด common ที่ใช้ร่วม กับ VDD

และเพื่อให้มีแรงดัน float เกิดขึ้นในชุด Drive Hi ก็ต้องเพิ่ม Dboot กับ Cboot เข้ามาในวงจรดังรูปนี้ครับ

เนื่องจาก VCC เป็นแรงดันที่อ้างอิงกับ VSS (และจุดร่วม) ดังนั้น Cboot จะถูกชาร์จประจุและเกิดแรงดันตกคร่อมตัวมันในจังหวะที่เพาเวอร์มอสเฟตตัวล่างนำกระแส (ตัวบนไม่นำกระแส) ด้วยแรงดันที่ได้จาก VCC ผ่านไดโอด Dboot ผ่านตัว Cboot แล้วลงกราวด์ ดังนั้นเมื่อเพาเวอร์มอสเฟตตัวล่างหยุดนำกระแสแรงดันที่ตกคร่อม Cboot ก็จะกลายเป็นแรงดันลอย floating ตามต้องการ ที่สามารถใช้จ่ายให้ขา HB เพื่อเป็นแรงดันขับเพาเวอร์มอสเฟตตัวบนในจังหวะถัดมา ทำให้แรงดันที่ HB มีค่าสูงกว่าแรงดันที่ขาเดรน (Drain) ของเพาเวอร์มอสเฟตตัวล่างเมื่อเทียบกับจุดกราวด์ได้ ซึ่งหากกำหนดค่า Cboot ให้เหมาะสมก็จะมีค่าแรงดันและกระแสที่เพียงพอจะขับขาเกตของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ตัวบนให้ทำงานได้

หลักการโดยคร่าวๆ ของ Bootstrap เทคนิคก็คงมีเพียงเท่านี้ครับ

IR2110 High and Low Side Driver IC

ต่อไปจะเป็นการทดลองใช้งาน IC เบอร์ IR2110 ซึ่งเอาต์พุตสำหรับขับเพาเวอร์มอสเฟตของตัวนี้มีทั้ง High-Side กับ Low-Side ครับ

Block Diagram ของ IR2110 นั้นค่อนข้างใกล้เคียงกับวงจรที่นำมาอธิบายไว้ข้างบน ดังนั้นคงไม่จำเป็นต้องอธิบายเพิ่มเติมอีก (ลองเข้าไปหาดู datasheet ได้ในอินเตอร์เน็ตได้) นอกจากขา SD (Shut Down) ที่เอาไว้สั่งหยุดเอาต์พุต HO กับ LO ครับ ไอซีเบอร์ IR2110 ตัวนี้สามารถใช้ขับวงจรฮาล์ฟบริดจ์ที่ต่อเข้ากับแรงดัน +HV ได้สูงถึง 500-600V โดยจ่ายแรงดันขับเกตได้อยู่ในช่วง 10-20V และกระแสที่ +/-2A

วงจรที่ผมใช้ต่อทดลองวงจรเป็นดังนี้ครับ

PWM_A กับ PWM_B ใช้ output1 กับ output2 ของ TL494 (ดู PWM สำหรับทดสอบคอนเวอร์เตอร์) รูปข้างล่างนี้เป็นวงจรที่ประกอบขึ้นครับ

รูปคลื่นที่ได้จากขา HO กับขา LO จะเป็นดังนี้

รูปคลื่นที่ได้จาก IR2110 ต่อตามวงจรข้างบน รูปบนจากขา HO รูปล่างจากขา LO (ต่อ HSD_RTN ผ่าน R 56 โอห์มลงกราวด์)

ถ้าวงจรไม่ได้ต่อเข้ากับฮาล์ฟบิรดจ์ เวลาทดลองเพื่อดูรูปคลื่นของ HO กับ LO ทำได้โดยต่อ HSD_RTN ลงกราวด์หรือต่อเข้ากับ R ค่า 50 -100 โอห์มลงกราวด์ (ให้ Cboot ได้ชาร์จ)

รายละเอียดเพิ่มเติมเกี่ยวกับ High-Side Drive 
AN-6076 Design and Application Guide of Bootstrap Circuit for High-Voltage Gate-Drive IC 

Application Note AN-978. HV Floating MOS-Gate Driver ICs

IR2110 Data Sheet

วิเคราะห์การออกแบบฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ด้วย LTSPICE IV

วงจรฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์

การทำงานของวงจร "ฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์" นั้น หากมองวงจรย้อนมาจากฝั่งเซคั่นดารี่จะเห็นว่ามีรูปแบบเหมือนกับ "พุชพูลคอนเวอร์เตอร์" ต่างกันตรงขดลวดไพมารี่ของฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์จะมีอยู่เพียงขดเดียว แต่ด้วยการจัดวงจรฝั่งไพรมารี่ให้สามารถขับกระแสผ่านขดลวดไพรมารี่ขดเดียวในลักษณะกลับเฟสในแต่ละจังหวะการทำงานของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ได้ ทำให้สามารถประหยัดขดลวดไพรมารี่ของหม้อแปลงของฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ไปหนึ่งขด และถึงแม้ว่าการจัดวงจรส่วนแรงดันขาเข้าที่มีลักษณะแบ่งครึ่งแรงดันอาจจะทำให้ฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์มีข้อจำกัดในการทำงานที่แรงดันขาเข้าต่ำๆ อยู่บ้าง แต่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ไม่ต้องทนแรงดันตกคร่อมขณะหยุดนำกระแสที่สูงแบบพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ถือได้ว่าเป็นข้อได้เปรียบที่ชดเชยกันไป

วงจรพื้นฐานของฮาล์ฟบริดจ์จะเป็นดังรูปข้างล่าง ซึ่งเราจะใช้ทดลองวิเคราะห์การออกแบบด้วยโปรแกรม LTSPICE IV กันในบทความตอนนี้ครับ

การกำหนด PWM สำหรับวงจรนั้น ให้ย้อนกลับไปดูได้ที่ วิเคราะห์การออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายด้วยโปรแกรม LTSPICE IV ตอนที่ 1 ซึ่งฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์มีเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในวงจร 2 ตัวสล้บกันทำงาน จึงต้องใช้ทั้ง PWM_A และ PWM_B ครับ

ต่อไปจะคำนวณหาค่าต่างๆ ให้ตัวอุปกรณ์ในวงจร จากข้อกำหนดที่ต้องการจากคอนเวอร์เตอร์ดังนี้

แรงดันขาเข้า    : 7-12 V

แรงดันขาออก   : 5 V

กระแสขาออก   : 0.3 A

ความถี่ทำงาน   : 25 KHz

วิธีการคำนวณหาค่าต่างๆ นั้นผมจะใช้วิธีตามที่ได้อธิบายไว้แล้วในหนังสือ “เทคนิคและการออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย” ดังนั้นจึงจะข้ามรายละเอียดไปก่อน จะยกมาแค่สูตรเท่านั้น

1. ที่ความถี่การทำงาน 25 kHz จะได้ค่าคาบเวลาการทำงาน T ของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์แต่ละตัว

2. เนื่องจากเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์แต่ละตัวจะแบ่งกันทำงานคนละครึ่งคาบเวลา ดังนั้นเมื่อกันเวลาเผื่อเอาไว้ให้แต่ละตัวทำงานได้ไม่เกิน 80% ของครึ่งคาบเวลาดังนั้นจะได้ ton(max)

4. จากค่า ton(max) นำมาหาค่าอัตราส่วนจำนวนรอบขดลวดไพรมารี่กับขดลวดเซคั่นดารี่ Np:Ns (หรือ L1:L2:L3 ) ได้จากสมการ

(ใช้สมการเดียวกันกับของพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ แต่ค่าแรงดันขาเข้าจะลดลงเหลือแค่เพียงครึ่งหนึ่ง หรือ Vin/2 )

5. หาค่ากระแสสูงสุดที่ฝั่งไพรมารี่ Ip(peak) คร่าวๆ ได้จาก

ในที่นี้จะกำหนดให้ Ip(peak) มีค่าสูงสุดได้ไม่เกิน 1.5A ดังนั้น ค่า Imag จะต้องมีค่าเท่ากับ 1.5-0.82A = 0.68A

6. จากนั้นคำนวณค่าอินดัคแตนซ์ของขดลวดไพรมารี่ Lp ที่น้อยที่สุดจากค่า Imag ที่ได้ 

เลือก Imag ต่ำสุดให้เท่ากับ 0.1A  คำนวณหาค่า Lp อีกครั้งจะได้เท่ากับ

และค่ากระแสสูงสุดฝั่งไพรมารี่เมื่อ Lp = 352 x 10-6 H จะเท่ากับ 0.82+0.1 = 0.92A

ดังนั้นค่า Lp ที่ได้จะอยู่ในช่วง 51.8  x 10-6 H ถึง 352 x 10-6 H ขึ้นอยู่กับค่ากระแสสูงสุดฝั่งไพรมารี่ที่ต้องการครับ

7. คำนวณค่า Ls จากสมการ

ดังนั้นเมื่อเลือก  Lp = 352 x 10-6 H  ก็จะได้ Ls เท่ากับ 3,662 x 10-6 H  

8. สำหรับเอาพุตโช้ค Lo จะกำหนดจากการให้คอนเวอร์เตอร์ยังคงทำงานในโหมดกระแสต่อเนื่องที่กระแสขาออกต่ำสุด ซึ่งในที่นี้กำหนดให้เท่ากับ 50mA ดังนั้น

ต่อไปก็นำค่าต่างๆ ที่คำนวณได้ไปใส่ในวงจร แล้วสั่ง run ใน LTspice IV เป็นเวลา 50ms ผลการจำลองปรากฏว่าวงจรจะให้ค่าแรงดันเสถียรที่ประมาณ 5.0V จากโหลดประมาณ 300mA ที่แรงดันขาเข้า 12V เมื่อกำหนดให้ช่วงเวลา ton=6 x10-6 s และที่แรงดันขาเข้า 6V ได้ช่วงเวลา ton=12 x10-6 s 

จะเห็นช่วงเวลา ton ทั้งสองค่าแรงดันขาเข้ายังพอมีช่วงกว้างให้สามารถปรับลดลงหรือเพิ่มขึ้นได้อีก แสดงว่าค่าของตัวอุปกรณ์ที่กำหนดให้วงจรน่าจะทำงานได้ไม่มีปัญหาอะไร

รูปคลื่นแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ขณะวงจรทำงาน (สองเส้นล่าง) กระแสที่ไหลผ่านเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ (กลาง) กระแสที่ไหลผ่านไดโอดที่ฝั่งเซคั่นดารี่ (เส้นสีม่วง) และกระแสที่ไหลผ่านเอาต์พุตโช้ค (บนสุด)

ลักษณะรูปคลื่นที่ได้จะเห็นว่าใกล้เคียงกับพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ ยกเว้นค่าแรงดันตกคร่อมขณะหยุดนำกระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ที่มีค่าสูงสุดจำกัดอยู่เพียงแค่ค่า "แรงดันขาเข้า" เท่านั้น และในขณะที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ หยุดนำกระแสพร้อมกันก็จะแบ่งแรงดันกันไปคนละครึ่ง

มีข้อสังเกตอยู่หน่อยตรงการวัดค่าแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ตัวบน (S1) ไม่สามารถวัดเทียบกับจุดกราวด์ได้โดยตรง เพราะจะเห็นเป็นค่าแรงดันคงที่ ในที่นี้ต้องกำหนดจุดอ้างอิง (Probe Reference) ให้จุดที่จะวัดด้วยครับ ซึ่งใน LTspice IV นี้จะทำได้ด้วยการคลิกขวาที่แผ่นวงจร จากนั้นเลือกเมนู set probe refence แล้วนำ probe reference (สีดำ) ไปวางไว้ที่จุดอ้างอิงเสียก่อนจึงค่อยเลือกจุดวัดด้วย probe วัด (สีแดง) อีกที

ต่อไปเมื่อทดลองเปลี่ยนตัวอุปกรณ์จากอุดมคติมาใช้ค่าที่ใกล้เคียงความเป็นจริงมากขึ้น โดยเปลี่ยนเป็น shottkey diode เบอร์ 1N5819 และเปลี่ยนจากสวิตช์เป็นเพาเวอร์มอสเฟตเบอร์ IRFH5053 กำหนด K1 L1 L2 L3 L4 0.99 จากนั้นสั่ง run ใหม่ จะได้รูปคลื่นแรงดันตกคร่อมดังที่เห็นข้างล่างครับ

ลักษณะของรูปคลื่นแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์เมื่อตัวอุปกรณ์ในวงจรไม่เป็นอุดมคติด จะเห็นสไปค์ขณะเริ่มหยุดนำกระแส(ขอบแรกหัวตัด ) และเรโซแนนซ์ที่เกิดขึ้นขณะวงจรทำงาน

จากลักษณะรูปคลื่นที่ได้จะเห็นว่าแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์แต่ละตัว จะเห็นว่าจังหวะที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์เริ่มหยุดนำกระแส จะเกิดแรงดันสไปค์ขึ้นแต่จะถูกไดโอด D3 กับ D4 แคลมป์เอาไว้ระยะหนึ่งจึงเกิดเรโซแนนซ์ตามมา และเมื่อเพิ่ม RC สนับเบอร์คร่อมไปที่ขา D กับ S ของเพาเวอร์มอสเฟตแต่ละตัวก็จะช่วยลดลงเรโซแนนซ์ได้มาก (รูปล่าง)

ลักษณะของรูปคลื่นแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ขณะวงจรทำงาน และเพิ่มวงจร RC สนับเบอร์คร่อมที่ขา D กับ ขา S เอาไว้ จะเห็นว่าเรโซแนนซ์ลดลงได้มาก

วงจรสุดท้ายก็จะเป็นดังนี้ครับ

สำหรับการวิเคราะห์การออกแบบสำหรับฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ด้วย LTspice IV ก็คงมีเท่านี้ ซึ่งก็น่าจะเพียงพอให้เป็นพื้นฐานเบื้องต้นแล้ว ในตอนหน้าผมจะทดลองกับวงจรฟลูบริดจ์คอนเวอร์เตอร์เป็นลำดับต่อไปครับ

หมายเหตุ
ที่ผมยังไม่พูดถึงอีกเรื่องหนึ่งก็คือ "การขับเพาเวอร์มอสเฟตให้ทำงาน" ในฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ เนื่องจากเพาเวอร์มอสเฟตจัดวงจรอยู่ในลักษณะมี High side และ Low side ต่างจากพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ที่มีเฉพาะ Low side ซึ่งต้องการวงจรขับที่แตกต่างก้นอยู่มาก ซึ่งจะเพิ่มให้ในตอนต่อๆ ไป

วงจรทดลองเพื่อศึกษาการทำงานของพุชพูลคอนเวอร์เตอร์

ตอนที่ผ่านมาเราได้ทดลองวิเคราะห์การออกแบบ "พุชพูลคอนเวอร์เตอร์" ด้วยโปรแกรม LTspice IV ไปแล้ว ดังนั้นบทความในตอนนี้จึงจะได้เอาค่าต่างๆ ที่ได้คำนวณไว้มาทดสอบการทำงานของวงจรจริงเพื่อเปรียบเทียบกันดูครับ

การคำนวณค่าต่างๆ ย้อนไปดูได้ที่นี่
วิเคราะห์การออกแบบพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ด้วย LTSPICE IV

เมื่อกำหนดค่าตัวอุปกรณ์ต่างๆ แล้วจะได้วงจรที่จะใช้ทดสอบตามนี้

วงจร PWM ใช้ TL494 มาปรับเป็นแหล่งกำเนิด (ดู PWM สำหรับทดสอบคอนเวอร์เตอร์)  แต่ในที่นี้เราจะใช้กับพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ซึ่งเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะสลับกันทำงาน ดังนั้นจึงใช้โหมด "push-pull" คือ Output1 และ Output2 สลับกันทำงาน และใช้ทั้งสอง output ซึ่งทำได้โดยต่อขา 13 เข้าแรงดัน ref ที่ขา 14 

สำหรับวงจรนี้สัญญานจาก output ทั้งสองของ TL494 ก่อนต่อเข้าขา G ของเพาเวอร์มอสเฟต ผมใส่วงจร Totem Pole คั่นเอาไว้ด้วยเช่นกัน

PWM สำหรับการทดสอบพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ ซึ่งจะใช้ทั้ง output1 และ output2
ดังนั้นให้ต่อขา 13 เข้ากับแรงดัน ref ที่ขา 14 ด้วย

เพาเวอร์มอสเฟตใช้เบอร์ R6004ENDTL ของ Rohm (ไม่จำเป็นต้องใช้เบอร์นี้ก็ได้ขอให้ทนแรงดันได้ประมาณ 60V ที่กระแส 1A ขึ้นไป) เป็นแบบ surface mount ซึ่งทำให้ตัวเล็กหน่อย ไดโอดใช้ Schottky เบอร์อะไรก็ได้เช่นกัน (1N5819 ก็ได้) ขอให้ทนกระแสได้ประมาณ 1A ก็พอ วงจรจริงผมใช้เบอร์ RB050L-60TE25 เป็นแบบ surface mount เหมือนกัน 

หม้อแปลงสวิตชิ่งพันขึ้นใช้เอง วิธีการออกแบบหม้อแปลงให้ดูรายละเอียดได้ในในหนังสือ “เทคนิคและการออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย” ครับ 

แกนเฟอร์ไรต์ใช้ขนาด EFD20/10/7 ของ EPCOS เบอร์ B66417GX187 ถ้าหาแกนนี้ไม่ได้ก็ให้ใช้แกน EE20 หรือ EI20 หรือใกล้เคียงก็ได้ แกน EFD20/10/7 มี ขนาด Ae = 0.31 cm2  เริ่มต้นด้วยการประมาณคร่าวๆ ว่าจะใช้ ค่า lg ประมาณ  0.01 mm. (ตามที่ใช้คำนวณใน LTspice IV) ดังนั้นจากค่า LP = 912 x 10-6 H จะได้ จำนวนรอบของ Np

เลือก Np =49 รอบ (หรือจะเลือก 50 รอบก็ได้) ดังนั้นจากอัตราส่วนจำนวนรอบ Np/Ns = 0.81 เลือก Ns = 60 รอบ

ส่วนเอาต์พุตโช้คกำหนดไว้ที่ Lo = 739.2 x 10-6 H ใช้วิธีคำนวณแบบเดียวกันจะได้จำนวนรอบ  NLo = 44 รอบ

เนื่องจากพุชพูลคอนเวอร์เตอร์มีขดลวด Np และ Ns 2 คู่ ดังนั้นเพื่อให้ได้อัตราส่วนจำนวนรอบที่เท่ากันทั้ง 2 คู่ จึงใช้วิธีพันควบ คือ Np1 กับ Np2  ใช้ลวด 2 เส้นพันพร้อมกันทีเดียว และ Ns1 กับ Ns2 ก็ทำแบบเดียวกัน 

ผลการทดสอบอัตราส่วนจำนวนรอบ Np:Ns เมื่อพันเสร็จแล้ว ด้วยการจ่ายแรงดันคลื่นรูปไซน์ที่ความถี่ 100kHz วัดค่าแรงดันแต่ละคู่ขดเปรียบเทียบกัน ได้ Np:Ns ประมาณ 0.8:1 (13.64/16.92) เท่ากันทั้ง 2 คู่ ตามรูปข้างล่างนี้ครับ

ทดลองวัดค่า Lp ของหม้อแปลงจากขดลวดไพรมารี่ที่พันขึ้นได้เท่ากับ 525 x 10-6 H (ต่ำไปหน่อยแต่ถือว่ายังอยู่ในช่วงที่ออกได้แบบไว้) ตัวอินดัคเตอร์ Lo ในที่นี้ผมจะใช้ตัวอินดัคเตอร์สำเร็จรูปที่มีขายทั่วไปค่า 680 x 10-6 H เอามาใช้ (วัดค่าจริงได้ 658 x 10-6 H) ส่วนรูปข้างล่างคือวงจรที่ประกอบขึ้นมาทดลองครับ

ต่อไปทดสอบวงจรเพื่อดูความสามารถที่จะคงค่าแรงดันที่ 5V เมื่อตั้งค่าโหลดให้คงที่ไว้ 300mA ทดสอบที่ช่วงแรงดันขาเข้า 2จุด คือที่ 7V กับ 12V เมื่อตั้งค่าแรงดันขาเข้าไว้ที่ 7V ผลการปรับช่วงเวลานำกระแสได้ค่า ton ที่ประมาณ14.15 x 10-6 วินาที และเมื่อตั้งค่าแรงดันขาเข้าไว้ที่ 12V ผลการปรับช่วงเวลา ton ของวงจรเพื่อให้ได้แรงดันขาออก 5V และกระแสขาออก 300mA  ได้ค่า ton ประมาณ 7.96 x 10-6 วินาที 

สรุปเบื้องต้นได้ว่าวงจรทำงานได้ตามข้อกำหนดที่ต้องการไม่มีปัญหาอะไร 

รูปคลื่นของ PWM ที่ได้เมื่อตั้งค่าแรงดันขาเข้าไว้ที่ 7V ผลการปรับช่วงเวลานำกระแสได้ค่า ton ที่ประมาณ14.15 x 10-6 วินาที

รูปคลื่นของ PWM ที่ได้เมื่อตั้งค่าแรงดันขาเข้าไว้ที่ 12V ผลการปรับช่วงเวลานำกระแสได้ค่า ton ที่ประมาณ 7.96 x 10-6 วินาที 

ลักษณะรูปคลื่นที่ฝั่งไพรมารี่ของกระแสที่ไหลผ่านและแรงดันที่ตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ขณะวงจรทำงานจะเป็นดังรูปข้างล่าง

ส่วนกระแสฝั่งเซคั่นดารี่ที่ไหลผ่านไดโอดและเอาต์พุตโช้คจะมีลักษณะดังนี้

จะเห็นว่ามีลักษณะเหมือนกับที่จำลองการทำงานด้วย LTspice IV ซึ่งได้อธิบายรายละเอียดและสาเหตุของลักษณะรูปคลื่นที่เกิดขึ้นไปแล้ว จึงไม่ขออธิบายซ้ำอีก

แต่มีข้อให้สังเกตกันเล็กน้อยครับเกี่ยวกับลักษณะกระแสที่ไหลผ่านเอาต์พุตโช้ค Lo (เส้นบน) จะเห็นว่าจังหวะตัวอินดัคเตอร์คายกระแสกลับคืนของพุชพูลคอนเวอร์เตอร์จะสั้นกว่าฟอร์เวิร์ดคอนเวอร์เตอร์ นั่นหมายความว่าเราไม่ต้องการค่าอินดัคแตนซ์ที่มากมายนักสำหรับพุชพูลคอนเวอร์เตอร์เพื่อที่จะคงการทำงานในโหมดกระแสต่อเนื่อง ซึ่งจะทำให้เอาต์พุตโช้คมีขนาดเล็กลงได้มากเลยทีเดียว ซึ่งเป็นข้อได้เปรียบของพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ครับ

ต่อไปเราจะพิจารณาลักษณะสไปค์ที่เกิดขึ้นขณะเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์หยุดนำกระแส เริ่มจากลักษณะเมื่อไม่ใส่สนับเบอร์ให้วงจร สไปค์ที่เกิดขึ้นจะมีลักษณะดังนี้

จะเห็นว่าจังหวะที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์หยุดนำกระแสทั้งคู่ (ช่วงที่มีแรงดันตกคร่อมเท่ากัน) สไปค์ที่เกิดจะมีค่าค่อนข้างสูง และสูงกว่าช่วงที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ตัวใดตัวหนึ่งนำกระแส

สำหรับสนับเบอร์ของวงจรจะใส่ไว้ 2 จุดครับ

เริ่มจากทดลองใส่ RCD สนับเบอร์คร่อมที่ขดลวดไพรมารี่ก่อน พบว่าจังหวะที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์หยุดนำกระแสทั้งคู่ RCD ลดสไปค์ลงไปได้น้อยมาก แต่ RCD จะลดสไปค์ช่วงที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ตัวใดตัวหนึ่งนำกระแสไปได้มากพอสมควร

และเมื่อเพิ่ม RC สนับเบอร์ให้คร่อมที่ตัวเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์เอาไว้ด้วย ผลที่ได้จะเห็นว่าสามารถลดสไปค์ในจังหวะที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์หยุดนำกระแสทั้งคู่ลงไปได้เยอะเลยทีเดียวและหน่วงเรโซแนนซ์ได้ดี รูปคลื่นสวยขึ้นมาก (ค่าของวงจรสนับเบอร์ที่ใส่ไปอาจหน่วงมากไปหน่อย)

สำหรับการทดลองสำหรับวงจรพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ในเบื้องต้นคงมีเท่านี้ ตอนหน้าเราจะทดลองกับวงจรฮาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์กันต่อไปครับ