วงจรทดลองเพื่อศึกษาการทำงานของฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์

บทความตอนนี้เราจะเริ่มทดสอบผลการออกแบบฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์กับวงจรจริงกันแล้วครับ

โดยจะนำค่าต่างๆ ที่ได้คำนวณและจำลองการทำงานของฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ใน LTspice IV (เข้าไปดูได้ใน วิเคราะห์การออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายด้วยโปรแกรม LTSPICE IV ตอนที่ 3) มาทดสอบ ซึ่งเมื่อกำหนดค่าแล้วจะได้วงจรที่จะใช้ทดสอบตามนี้

วงจรที่จะนำมาทดอลงเพื่อดูการทำงานจริงของฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ เพาเวอร์มอสเฟตในวงจรไม่จำเป็นต้องเป็นเบอร์นี้ แต่ขอให้ทนแรงดันได้ 60V กระแส 1A ขึ้นไป 

สำหรับวงจร PWM ผมใช้ TL494 มาปรับเป็นแหล่งกำเนิด PWM ตามที่เคยลงไว้ในบทความตอน PWM สำหรับทดสอบคอนเวอร์เตอร์  ในที่นี้เราจะใช้กับฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ ดังนั้นจึงใช้โหมด Single-ended คือ Output1 และ Output2 ทำงานพร้อมกัน ซึ่งทำได้โดยปล่อยขา 13 ให้ลอยไว้ ส่วน output นั้นเลือก Output ไหนมาใช้ก็ได้ครับ 

วงจร PWM ที่จะนำมาใช้ควบคุมการทำงานของวงจร

สำหรับวงจรนี้สัญญานจาก output1 หรือ output2 ของ TL494 ก่อนต่อเข้าขา G ของเพาเวอร์มอสเฟต (PWM_A) ผมใส่วงจร Totem Pole คั่นเอาไว้ด้วย 

เพาเวอร์มอสเฟตใช้เบอร์ R6004ENDTL ของ Rohm แต่ไม่จำเป็นต้องใช้เบอร์นี้ก็ได้ขอให้ทนแรงดันได้ประมาณ 60V ที่กระแส 1A ขึ้นไปก็พอ ที่ใช้เบอร์นี้เพราะเห็นว่าถูกดีและเป็นแบบ surface mount ซึ่งทำให้ตัวเล็กหน่อย ไดโอดใช้ Schottky เบอร์อะไรก็ได้เช่นกัน ขอให้ทนกระแสได้ประมาณ 1A ก็พอ วงจรนี้ผมใช้เบอร์ RB050L-60TE25 เป็นแบบ surface mount เหมือนกัน

ต่อมาเป็นตัวอุปกรณ์สำคัญคือ "หม้อแปลงสวิตชิ่ง" ตัวที่ใช้ในวงจรนี้พันขึ้นใช้เอง วิธีการออกแบบหม้อแปลงให้ดูรายละเอียดได้ในในหนังสือ “เทคนิคและการออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย” ผมจะข้ามไปก่อน แล้วจะเข้ามาเขียนการออกแบบและการพันหม้อแปลงสวิตชิ่งโดยละเอียดให้อีกทีครับ

การพันหม้อแปลงสามารถทำได้หลายวิธี แต่โดยพื้นฐานแล้วอาจเริ่มจากสูตรนี้ในการพันหม้อแปลงก็ได้

โดยหัวใจสำคัญก็คือ ต้องกำหนดค่าอินดัคแตนซ์ของขดลวดไพรมารี่หรือหาค่า  Lp ( หน่วยเป็นเฮนรี่  H ) ก่อน จากนั้นให้ประมาณกำลังงานที่ต้องการจากหม้อแปลงออกมาคร่าวๆ เราก็จะกะขนาดของแกนเฟอร์ไรต์ได้ ซึ่งก็จะได้ค่า Ae (หน่วยเป็น cm2)  ตามมา แล้วกำหนดค่าช่องอากาศคั่นทางเดินฟลักซ์แม่เหล็ก lg (หน่วยเป็น mm) ซึ่งเรากำหนดได้เองหรือเลือกจากแกนเฟอร์ไรต์ที่ทำมาเป็นแบบมี gap อยู่แล้วก็จะหาได้ค่า lg เช่นกัน

สุดท้ายเมื่อคำนวณออกมาก็จะได้ค่า Np เป็นจำนวนรอบในการพันขดลวด ในทางปฎิบัติบางครั้งอาจต้องทำกลับไปมาหลายๆ ครั้ง ถึงจะลงตัวครับ 

ในที่นี้เรามีค่า Lp แล้วคือ 162 x 10-6 H และเนื่องจากตัวอย่างนี้หม้อแปลงไม่ต้องจ่ายกำลังงานสูง ผมจะใช้แกนขนาดเล็กหน่อยแต่ไม่เล็กจนเกินไปจนพันขดลวดลำบาก คือ EFD20/10/7 ของ EPCOS เบอร์ B66417GX187 ถ้าหาแกนนี้ไม่ได้ก็ให้ใช้แกน EE20 หรือ EI20 หรือใกล้เคียงก็ได้เช่นกัน ขอแค่ให้รู้ค่า Ae ของแกนก็พอ ที่ใช้เบอร์นี้เพราะต้องการสเปคที่ชัดเจนและหามาใช้ได้ง่ายสำหรับผม  (ตัวนี้มี gap ให้เลือกใช้หลายขนาด)

แกนเฟอร์ไรต์ EFD20/10/7 ที่ใช้นี้มีขนาด Ae = 0.31 cm2  ผมประมาณคร่าวๆ จะใช้ ค่า lg ประมาณ 0.01 mm. ดังนั้น

เมื่อเลือกให้เป็นเลขลงตัวก็จะได้ Np=20 รอบ จากนั้นคำนวณหาจำนวนรอบ Ns จากอัตราส่วนจำนวนรอบ Np:Ns ที่เคยคำนวณเอาไว้ คือ น้อยกว่าหรือเท่ากับ 6 ลงมา ซึ่งจะได้  Ns = 20/6= 3.33 ปัดขึ้นเป็น 4 เพื่อให้อัตราส่วนจำนวนรอบน้อยกว่า 6  ดังนั้นเลือก Ns=4 รอบ และ Np:Ns ใหม่จะเท่ากับ 5:1

ผลการทดสอบอัตราส่วนจำนวนรอบ Np:Ns เมื่อพันเสร็จแล้ว ด้วยการจ่ายแรงดันคลื่นรูปไซน์ที่ความถี่ 100kHz วัดค่าแรงดันแต่ละขดเปรียบเทียบกัน ได้ Np:Ns ประมาณ 4.5 ตามรูปข้างล่างนี้ครับ

ผลการทดสอบหม้อแปลงที่พันขึ้นซึ่งวัดค่า Np:Ns ได้ประมาณ 4.5 (10.58/2.347)  และวัดจากขาที่ต้องต่อเข้าวงจรเพือวัดเฟสของขดลวดไปพร้อมกันด้วย

สำหรับช่องอากาศ lg ผมใช้เทปฉนวนที่วัดความหนาได้ประมาณ 0.02mm คั่นตรงกลางแกน ประมาณแรงกดประกบแกนเข้าด้วยกันแล้ว คิดว่าความหนาน่าจะเหลือประมาณ 0.015 mm  เมื่อใช้สูตรข้างบนเอามาย้อนหาค่า Lp ที่ควรจะเป็นของหม้อแปลงตัวนี้จะได้

ผมลองวัดค่า Lp ของหม้อแปลงที่พันขึ้นด้วยเครื่อง LCR มิเตอร์ วัดได้ค่าประมาณ 111 x 10-6 H  ก็ยังถือว่าไม่ต่างกันมากนักและอยู่ในช่วงที่ออกได้แบบไว้ การทำงานจึงไม่น่าจะมีปัญหาอะไร

ต่อไปก็เริ่มประกอบวงจรและทดสอบการทำงานกันได้เลย รูปข้างล่างคือวงจรที่ประกอบขึ้นและนำมาทดลอง ที่เห็นมีตัวอุปกรณ์มาบนบอร์ดมากเกินกว่าในวงจรนั้น เป็นเพราะลายปริ๊นต์บนบอร์ดเขียนเผื่อไว้ให้ใช้ทดสอบได้ตั้งแต่ฟลายแบค ฟอร์เวิร์ด ไปจนถึงพุชพูลคอนเวอร์เตอร์เลย อุปกรณ์บางตัวใส่ค้างไว้แล้วยังไม่ได้เอาออกก็มีครับ

เริ่มทดสอบวงจรเพื่อดูความสามารถที่จะคงค่าแรงดันที่ 5V เมื่อตั้งค่าโหลดให้คงที่ไว้ 300mA ทดสอบที่ช่วงแรงดันขาเข้า 2จุด คือที่ 7V กับ 12V  (อันนี้เป็นการทดสอบ line regulation) เมื่อตั้งแรงดันขาเข้าไว้ที่ 7V ผลการปรับช่วงเวลานำกระแสได้ค่า ton ที่ประมาณ 21.96 x 10-6 วินาที (จากที่คำนวณไว้ 27.36  x 10-6 วินาที)

และเมื่อปรับแรงดันขาเข้าไว้ที่ 12V ผลการปรับช่วงเวลา ton ของวงจรเพื่อให้ได้แรงดันขาออก 5V และกระแสขาออก 300mA  ได้ค่า ton ประมาณ 12.25 x 10-6 วินาที 

สรุปเบื้องต้นได้ว่าวงจรทำงานได้ตามข้อกำหนดที่ต้องการไม่มีปัญหาอะไร

รูปคลื่นของ PWM แสดงความกว้าง pluse ที่ปรับให้ได้ค่าแรงดันขาออก 5V โหลด 300mA ซึ่งจะได้ค่า ton ที่ 21.96 x 10-6 วินาที เมื่อตั้งค่าแรงดันขาเข้าไว้ที่ 7V

แสดงความกว้าง pluse ของ PWM mujปรับให้ได้ค่าแรงดันขาออก 5V โหลด 300mA ซึ่งได้ค่า ton ที่ 12.25 x 10-6 วินาที เมื่อตั้งค่าแรงดันขาเข้าไว้ที่ 12V

ต่อไปวัดค่ากระแสสูงสุดที่ฝั่งไพรมารี่หรือกระแสที่ไหลผ่านขดลวดไพรมารี่ (ซึ่งจะไหลผ่านตัวเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ด้วย) วัดค่ากระแสสูงสุดได้ที่ประมาณ 1.17A  ที่ ton ประมาณ 12.25 x 10-6 วินาที ส่วนกระแสที่ฝั่งเซคั่นดารี่วัดได้ประมาณ 4.76V  จะเห็นว่ามีค่าสูงกว่าฝั่งไพรมารี่มาก ซึ่งเป็นไปตามค่าอัตราส่วนจำนวนรอบ คือ Is =(Np/Ns)Ip

ลักษณะกระแสที่ไหลผ่านขดลวดไพรมารี่ จะเห็นว่าค่ากระแสเริ่มจากศูนย์ในทุกช่วงการนำกระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ ซึ่งเป็นลักษณะของการทำงานในโหมดกระแสไม่ต่อเนื่อง

ลักษณะกระแสที่ไหลผ่านขดลวดเซคั่นดารี่ จะเห็นว่าค่ากระแสลดลงจนเป็นศูนย์ก่อนหมดคาบเวลา และมีค่าสูงสุดสูงกว่ากระแสที่ไหลผ่านขดลวดไพรมารี่มาก   

เมื่อวัดดูรูปคลื่นแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ขณะทำงาน (แรงดัน VDS ) สามารถวัดแรงดันสไปค์ที่เกิดขึ้นได้สูงถึง 140V และเกิดเรโซแนนซ์เมื่อกระแสที่ขดเซคั่นดารี่ลดลงจนมีค่าเป็นศูนย์ไปแล้ว รวมทั้งค่าแรงดันที่ตกคร่อมจะมีค่าสูงเท่ากับ (Np/Ns)Vs + Vin เมื่อยังมีกระแสที่ขดเซคั่นดารี่ไหลอยู่

แต่ที่น่าสนใจก็คือลักษณะรูปคลื่นของแรงดันที่เกิดขึ้นจริงนั้น ค่อนข้างใกล้เคียงกับผลที่ได้จากการจำลองการทำงานของวงจรใน LTspice IV มากเลยทีเดียว

ลักษณะของแรงดันตกคร่อมที่ตัวเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ขณะหยุดนำกระแส จะเห็นว่ามีสไปค์เกิดขึ้นค่อนข้างสูง ส่วนเรโซแนนซ์ที่เกิดขึ้นจะเห็นว่ามี Damping หน่วงให้เป็นลักษณะลาดชันลงมา

รูปคลื่นที่ได้จากการจำลองการทำงานวงจรฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ใน LTspice IV ซึ่งค่อนข้างใกล้เคียงกับที่เกิดขึ้นเมื่อประกอบวงจรให้ทำงานจริง 

และเมื่อใส่วงจร RCD สนับเบอร์ให้วงจร ก็สามารถลดแรงดันสไปค์ที่เกิดขึ้นได้อย่างมีนัยสำคัญ

แสดงรูปคลื่นแรงดันเมื่อใส่สนับเบอร์เข้ามาในวงจรจะทำให้ค่าสูงสุดของแรงดันสไปค์ที่เกิดขึ้นลดลงได้มาก

อย่าลืมว่าวงจร RCD สนับเบอร์นั้นจะดึงกระแสส่วนหนึ่งไปเพื่อกดแรงดัน และทำให้เกิดกำลังงานสูญเสียในวงจรสนับเบอร์ด้วย ซึ่งตัวต้านทานในสนับเบอร์จะร้อน ต้องระวังเรื่องความร้อนและเลือกใช้ตัวต้านที่มีค่าวัตต์ที่เหมาะสมให้มันด้วย

ที่กล่าวมาทั้งหมดข้างต้นนี้เป็นการทำงานในโหมดกระแสไม่ต้องเนื่อง ฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ยังสามารถทำงานที่โหมดกระแสต่อเนื่องได้ด้วยเช่นกัน แต่การนำมาใช้จริงอาจยุ่งยากไปหน่อย (เรื่องการพันหม้อแปลงและการปิดลูปวงจรควบคุม) เลยไม่ค่อยนิยม แต่ผมจะทดลองเอาไว้ด้วย เพื่อให้ดูลักษณะรูปคลื่นกันครับ

สำหรับโหมดกระแสต่อเนื่องของฟลายแบคให้พิจารณากลับกันกับโหมดกระแสไม่ต่อเนื่อง คือ ให้กำหนดช่่วงเวลานำกระแสที่ต่ำที่สุดจากค่าแรงดันขาเข้าสูงสุด แล้วนำมาคำนวณหาค่า Lp ที่จะยังคงทำงานที่โหมดกระแสต่อเนื่องอยู่ได้

ในที่นี้จะกำหนดช่วงเวลานำกระแสต่ำที่สุดไว้ไม่เกิน 0.2T (ดิวตี้ไซเคิลเท่ากับ 0.2) ดังนั้นจะได้ ton(min) เท่ากับ 0.2x40x10-6 = 8x10-6 วินาที

ต่อไปกำหนดค่ากระแสต่ำสุดที่ฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์จะต้องคงการทำงานในโหมดกระแสต่อเนื่อง ในที่นี้จะกำหนดให้เท่ากับ 100mA ที่ค่าแรงดันขาเข้าสูงสุดและช่่วงเวลานำกระแสที่ต่ำที่สุด ซึ่งจำคำนวณหาค่า Lp ของขดลวดไพรมารี่ได้ตามสมการ

 D คือ ค่าดิวตี้ไซเคิล และเพื่อไม่ให้จำนวนรอบมากเกินไป ในที่นี้ผมจะเลือก Np/Ns = 1 ดังนั้น

คำนนวณแล้วได้ Lp ที่ 716.8 x 10-6 H จากนั้นนำไปคำนวณจำนวนรอบขดลวดไพรมารี่ Np ของหม้อแปลงตามวิธีที่ได้กล่าวมาแล้วตอนต้นๆ ต่ออีกที ซึ่งจะได้ Np=Ns=45 รอบ

เมื่อวงจรทำงานจะได้ลักษณะรูปคลื่นดังนี้ครับ

ลักษณะรูปคลื่นของกระแสที่ขดลวดฝั่งไพรมารี่ (บน) และฝั่งเซคั่นดารี่ (ล่าง) ของวงจรทดลองฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์เมื่อทำงานในโหมดกระแสต่อเนื่อง (ที่แรงดันขาเข้า 7V)

ลักษณะรูปคลื่นของกระแสที่ขดลวดฝั่งไพรมารี่ (บน) และฝั่งเซคั่นดารี่ (ล่าง) ของวงจรทดลองฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์เมื่อทำงานในโหมดกระแสต่อเนื่อง (ที่แรงดันขาเข้า 12V) 

จะเห็นว่าค่ากระแสสูงสุดของฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ที่ทำงานในโหมดกระแสต่อเนื่องจะต่ำกว่าโหมดกระแสไม่ต่อเนื่องมาก แต่ข้อด้อยของการใช้งานในโหมดกระแสต่อเนื่องมีมากกว่าจึงไม่ค่อยนิยมใช้กันครับ

ทั้งหมดนี้ผมคิดว่าน่าจะเพียงพอที่จะศึกษาและทดลองสร้างฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์เพื่อให้เกิดความเข้าใจในขั้นต้นได้แล้ว ส่วนการออกแบบฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ให้ทำงานที่แรงดันไฟบ้าน (220VAC) ได้นั้นก็ทำได้ในทำนองเดียวกันครับ แต่ต้องระวังเรื่องความปลอดภัยด้วยเป็นอย่างมาก ในทางปฏิบัติสำหรับมือใหม่ผมไม่แนะนำให้ทดลองเองโดยไม่มีผู้เชี่ยวชาญคอยแนะนำนะคร้บ

วิเคราะห์การออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายด้วยโปรแกรม LTSPICE IV ตอนที่ 3

วิเคราะห์วงจรฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์

เนื่องจากฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์มีตัวอุปกรณ์สำคัญในวงจรเพียงแค่ 4 ตัวคือ เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ หม้อแปลง ไดโอด และตัวคาปาซิเตอร์กรองแรงดันขาออก จึงจัดเป็นคอนเวอร์เตอร์ยอดนิยมสำหรับเครื่องใช้และอุปกรณ์อิเล็กทรอนิกส์ที่ต้องการกำลังงานไม่สูงมากนัก เพราะสร้างง่ายและมีราคาถูก

และเนื่องจากมีตัวอุปกรณ์น้อยชิ้น ดังนั้นเราจะทดลองวิเคราะห์การออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายด้วยโปรแกรม LTSPICE IV โดยเริ่มจากวงจรฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์เป็นอันดับแรก

เริ่มด้วยการนำ component มากวางในแผ่นวงจรให้ได้วงจรฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ตามนี้ครับ

อย่าลืมว่าหม้อแปลงฟลายแบคนั้นขดลวดไพรมารี่กับเซคั่นดารี่นั้นต้องวางกลับเฟสกัน ส่วนวงจรกำเนิด PWM_A ได้อธิบายไปในตอนก่อนหน้านี้แล้ว จึงเหลือแต่สวิตช์ S1 หรือ Voltage Control Switch ที่จะนำมาใช้แทนเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ เนื่องจากต้องการเริ่มด้วยวงจรแบบอุดมคติเสียก่อน

การนำ Voltage Controlled Switch มาใช้ให้เลือก คำว่า sw จากรายการอุปกรณ์ โดยให้กด F2 แล้วพิมพ์คำว่า sw ในช่อง search จากนั้นก็กดเลือกออกมาวางในแผ่นวงจร  การใช้ Voltage Controlled Switch เราต้องกำหนดค่าต่างๆ ที่จำเป็นให้มันด้วย โดยใช้คำสั่ง .model ตัวอย่างตามนี้

.model SW SW(Ron=0.01 Roff = 10Meg Vt=0.5 Vh=-0.04)

SW ตัวแรกหลังคำสั่ง .model คือชื่อตัวแปรที่เราจะกำหนดค่า (คือ SW ที่เห็นคู่กับคำว่า S1 ในวงจร)  ส่วน SW ตัวถัดมาเป็นตัวย่อบอกว่า SW นี้เป็น Voltage Controlled Switch (ถ้าเป็นสวิตช์แบบอื่นก็ใช้ตัวย่ออื่นเช่น CSW ก็หมายถึงเป็น Current Controlled Switch เป็นต้น) ค่า Ron และ Roff คือ ค่าความต้านทานขณะนำกระแสและหยุดนำกระแสตามลำดับ Vt ก็คือค่าแรงดันที่จะเริ่มและหยุดทำงานของสวิตช์ ส่วน Vh คือ ค่าความล้าของการตอบสนองของแรงดันควบคุมของสวิตช์ (Hysteresis) ดังนั้นสวิตช์จะเริ่มและหยุดทำงานที่ (Vt − Vh) และ (Vt + Vh) ตามลำดับครับ

ต่อไปเราจะเริ่มกำหนดค่า่ต่างๆ ให้ตัวอุปกรณ์ในวงจร ซึ่งจะขึ้นอยู่กับคุณสมบัติของฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ที่เราต้องการ ซึ่งจะขอกำหนดค่าในตัวอย่างนี้ดังนี้

แรงดันขาเข้า    : 7-12 V

แรงดันขาออก   : 5 V

กระแสขาออก   : 0.3 A

ความถี่ทำงาน   : 25 KHz

วิธีการคำนวณหาค่าต่างๆ นั้นผมจะใช้วิธีตามที่ได้อธิบายไว้แล้วในหนังสือ “เทคนิคและการออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย” ดังนั้นจึงจะข้ามรายละเอียดไปก่อน จะยกมาแค่สูตรเท่านั้นครับ

1. เริ่มด้วยหาค่าคาบเวลาการทำงานของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์เสียก่อน จะได้ว่า

2. ต่อไปจะกำหนดค่าอัตราส่วนจำนวนรอบของหม้อแปลง Np:Ns จากอัตราทนแรงดันสูงสุดที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะทนได้ เพราะในฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ขณะที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์หยุดนำกระแสนั้น จะมีแรงดันตีกลับจากขดเซคั่นดาร๋ผ่านมายังขดไพรมารี่ซึ่งขนาดของแรงดันจะขึ้นอยู่กับอัตราส่วนจำนวนรอบ และเมื่อรวมกับค่าแรงดันขาเข้าดังนั้นในขณะที่เพ่าเวอร์ทรานซิสเตอร์หยุดแรงดันตกคร่อมที่ตัวเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะมีค่าสูงมาก 

การกำหนดค่าอัตราส่วนจำนวนรอบ Np:Ns จึงควรทำเป็นอันดับแรกจากเพื่อหาเงื่อนไขและตัวอุปกรณที่เหมาะสมให้แก่คอนเวอร์เตอร์

ซึ่งจะหาได้จากสมการนี้ครับ

ในที่นี้จะกำหนดให้ Vce(max) เท่ากับ 50V ดังนั้นที่แรงดันขาออก Vin = 5V แรงดันตกคร่อมไดโอดขณะนำกระแส Vd = 0.6V และค่าแรงดันขาเข้าสูงสุด Vin(max)=12V จะได้

เครื่องหมายน้อยกว่าเท่ากับ คือ เลือกค่าอัตราส่วนเป็นเท่าไหร่ก็ได้ตั้งแต่ 6.14 ลงมา ในที่นี้จะเลือก Np:Ns = 6:1 ครับ

3. ในที่นี้จะพิจารณาจากโหมดกระแสไม่ต่อเนื่อง (discontinuous current mode) ก่อน จึงกำหนดค่าคาบเวลาให้ลดลงเหลือ 0.8T และคำนวณหาช่วงเวลานำกระแสสูงสุด ton(max) ที่จะทำให้กระแสที่ขดลวดเซคั่นดารี่ลดลงจนมีค่าเป็น 0 ได้ที่เวลา 0.8T จากสมการ

4. จากนั้นเอาค่า ton(max) ที่ได้ไปหาค่าอินดัคแตนซ์ Lp ของขดลวดไพรมารี่อีกทีตามสมการ

(ให้ค่าประสิทธิภาพของคอนเวอร์เตอร์เป็น 0.8 และค่าแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ขณะทำงานเท่ากับ 1.3V)

5. คำนวณค่า Ls จากสมการ

มาถึงขั้นตอนนี้เราก็ได้ค่าต่างๆ ที่จำเป็นมาครบแล้ว ก็นำไปกำหนดค่าในวงจรเพื่อให้ LTspice IV จำลองการทำงานวงจรที่เราออกแบบได้เลยครับ และเนื่องจากวงจรแรกนี้ผมใช้สวิตช์เป็นมาแทนเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ ค่าแรงดันตกคร่อมที่ใช้คำนวณจากสูตรข้างบนมันจะหายไป เลยจะชดเชยด้วยการลดค่าแรงดันขาเข้าลงไป 1V ดังนั้นหากเริ่มต้นทดสอบด้วยค่าแรงดันขาเข้าต่ำที่สุด ก็จะเริ่มที่ 6V แทน 7V ครับ

ค่าทั้งหมดในวงจรก็จะเป็นดังนี้

เมื่อทดลองสั่ง run เป็นเวลา 50ms โดยกำหนดให้ช่วงเวลา  ton=27E-6s จะให้ค่าแรงดันเสถียรที่ประมาณ 5.4V จากโหลดประมาณ 300mA

ค่าแรงดันขาออกที่ได้เมื่อสั่ง run วงจรในช่วงเวลา 0-50ms โหลด 300mA

รูปบนเป็นค่าแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ (S1) ขณะทำงาน รูปล่างเป็นค่ากระแสที่ฝั่งไพรมารี่ (สีเหลือง) และฝั่งเซคั่นดารี่ (สีขาว) จะเห็นว่ากระแสสูงสุดที่ฝั่งเซคั่นดารี่จะมีค่ามากกว่าฝังไพรมารี่หลายเท่า ในขณะที่แรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ขณะที่ขดลวดเซคั่นดารี่ยังนำกระแสอยู่จะมีค่ามากกว่าแรงดันขาเข้าหลายเท่าด้วยเช่นกัน (ประมาณ 48V ในวงจรนี้) 

จะเห็นว่าที่ค่าแรงดันขาเข้าที่ 6V ค่ากระแสฝั่งเซคั่นดารี่สามารถลดลงเป็นศูนย์ได้ก่อนหมดคาบเวลา และยังเหลือช่วงเวลาอีกค่อนข้างกว้าง หมายความว่าค่า Lp กับ ค่าอัตราส่วนจำนวนรอบ Np:Ns ที่กำหนดให้แก่วงจร อาจใช้งานได้กว้างขึ้นไปอีกคือ หากแรงดันขาเข้ามีค่าต่ำกว่า 6V ลงไป หรือโหลดดึงกระแสมากกว่า 300mA วงจรก็ยังสามารถทำงานและคงค่าแรงดันขาออกเอาไว้ได้

ค่าแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์สูงสุดขณะหยุดนำกระแสที่ได้นั้นมีค่าประมาณ 50V ซึ่งไม่เกิน 60V ตามต้องการ ส่วนลักษณะของแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์กับลักษณะของกระแสทั้ง 2 ฝั่งก็เป็นไปตามที่ได้อธิบายไว้ในหน้งสือแล้ว จึงจะไม่ขอกล่าวในรายละเอียดอีกครับ

เมื่อปรับค่าแรงดันขาเข้าเป็น 12V และปรับช่วงเวลา ton จนให้ค่าแรงดันเสถียรที่ประมาณ 5V และโหลดประมาณ 300mA ได้ค่าช่วงเวลา ton ที่ประมาณ 12.8E-6s
สรุปเบื้องต้นได้ว่าค่าต่างๆ ที่กำหนดให้แก่วงจรน่าจะทำฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ทำงานได้ตามข้อกำหนดที่ต้องการ ไม่น่ามีปัญหาอะไร

เมื่อซูมภาพเข้าไปดูค่า ripple ของแรงดันขาออกที่เกิดขึ้น วัดได้ประมาณ 16mV เมื่อทดลองลดค่าตัวคาปาซิเตอร์ลงมาจาก 680uF เป็น 220uF ค่า ripple เพิ่มขึ้นเป็น 48mV เมื่อทดลองเพิ่มค่า ESR 0.01Ohmให้ตัวคาปาซิเตอร์ขาออก ripple ยิ่งเพิ่มมากขึ้นจาก 48mV เพิ่มเป็น 63mV

Ripple หรือค่าแรงดันกระเพื่อมที่ขาออกของวงจรวัดได้ประมาณ 16mV

เมื่อลดค่าตัวคาปาซิเตอร์ลงมาจาก 680uF เป็น 220uF ค่า ripple เพิ่มขึ้นเป็น 48mV 

ที่ค่าคาปาซิเตอร์ 220uF แต่เพิ่มค่า ESR ให้เป็น 0.01 โอมห์ม  ripple ยิ่งเพิ่มมากขึ้นจาก 48mV เป็น  63mV  ESR ที่เพิ่มเข้าส่งผลต่อลักษณะรูปคลื่นของ ripple ที่เกิดขึ้นอย่างเห็นได้ชัด

ต่อไปเราจะเริ่มทดลองเปลี่ยนตัวอุปกรณ์จากอุดมคติมาใช้ค่าที่ใกล้เคียงความเป็นจริงมากขึ้น ผมจะทดลองเปลี่ยนไดโอดก่อนเป็นอันดับแรก โดยเลือกเปลี่ยนเป็น shottkey diode เบอร์ 1N5819 จาก component ที่ LTspice IV มีให้มา

ผลที่ได้จากการเปลี่ยนไม่กระทบค่ากระแสและแรงดันขาออกของวงจรแต่อย่างใด แต่มีผลต่อรูปคลื่นของแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในช่วงหยุดนำกระแส โดยจะเกิดเรโซแนนซ์ในช่วงที่กระแสที่ฝั่งเซคั่นดารี่ลดลงเป็น 0 ไปแล้ว ดังรูป

รูปนี้แสดงให้เห็นเรโซแนนซ์ที่เกิดขึ้นที่แรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์เมื่อกระแสที่ฝั่งเซคั่นดารี่ลดลงจนเป็นมีค่า 0 ที่เป็นผลมาจากค่าคาปาซิแตนซ์ที่รอยต่อของตัวไดโอด 1N5819 ที่เปลี่ยนให้วงจร

ต่อไปจะทดลองเปลี่ยนสวิตช์เป็นเพาเวอร์มอสเฟตดูบ้าง แต่เปลี่ยนไดโอดกลับมาเป็นอุดมคติเสียก่อน เพาเวอร์มอสเฟตเลือกเปลี่ยนเป็นเบอร์ IRFH5053 จาก component ที่ LTspice IV มีให้มา

ผลที่ได้จากการเปลี่ยนไม่กระทบค่ากระแสและแรงดันขาออกของวงจรแต่มีผลต่อรูปคลื่นของแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในช่วงหยุดนำกระแส เช่นเดียวกับไดโอด โดยจะเกิดเรโซแนนซ์ในช่วงที่กระแสที่ฝั่งเซคั่นดารี่ลดลงเป็น 0 ไปแล้ว
ต่างกันตรงที่ความถี่เรโซแนนซ์ที่เกิดจากเพาเวอร์มอสเฟตจะต่ำกว่าไดโอด

รูปนี้แสดงให้เห็นเรโซแนนซ์ที่เกิดขึ้นที่แรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์เมื่อกระแสที่ฝั่งเซคั่นดารี่ลดลงจนเป็นมีค่า 0 ที่เป็นผลมาจากค่าเอาพุดท์คาปาซิแตนซ์ของเพาเวอร์มอสเฟตที่เปลี่ยนให้วงจร จะเห็นว่าความถี่เรโซแนนซ์ที่เกิดจากเพาเวอร์มอสเฟตจะต่ำกว่าไดโอด

เรโซแนนซ์ที่เกิดขึ้นนั้นมาจากผลของค่าคาปาซิแตนซ์รอยต่อ (Cj) ของไดโอด และค่าเอาท์พุตคาปาซิแตนซ์ (Coss) ของมอสเฟตซึ่งจะไม่ขอกล่าวถึงรายละเอียดในที่นี้ครับ

ต่อไปเราจะเพิ่มค่าความเหนี่ยวนำรั่วให้หม้อแปลง โดยกำหนดค่าเป็น K1 L1 L2 0.99 เพื่อดูผลกระทบกันบ้างครับ

เมื่อเปลี่ยนหม้อแปลง เพาเวอร์มอสเฟต และไดโอด ให้เป็นตัวอุปกรณ์ที่ไม่เป็นอุดมคติพบว่า จะทำให้ค่าแรงดันขาออกที่ได้ลดลงเล็กน้อย ซึ่งถือว่าไม่เป็นปัญหา แต่ค่าความเหนี่ยวนำรั่วจะมีผลกระทบต่อแรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในช่วงหยุดนำกระแสมากเลยทีเดียว เนื่องจากขณะหยุดนำกระแสจะเกิดเรโซแนนซ์ขึ้นระหว่างค่าความเหนี่ยวรั่วของหม้อแปลงกับค่าเอาพุตท์คาปาซิแตนซ์ของเพาเวอร์มอสเฟต และในขณะที่เริ่มหยุดนำกระแสค่าแรงดันสูงสุดของเรโซแนนซ์ที่เกิดขึ้นจะสูงมากในช่วงสั้นที่เรียกว่า สไปค์ (spike) ก่อนที่จะถูกลดทอนลงมาตามเวลา แต่ก็สามารถทำอันตรายให้ตัวเพาเวอร์มอสเฟตได้กรณีมีค่าสูงมากเกินค่าแรงดันสูงสุดที่เพาเวอร์มอสเฟตจะทนได้

ตัวอย่างในกรณีนี้จะเห็นว่าสไปค์ที่เกิดขึ้นมีค่าสูงมากกว่า 90V เลยทีเดียว

แสดงผลของสไปค์ที่เกิดขณะเพาเวอร์มอสเฟตหยุดนำกระแสซึ่งเป็นผลจากค่าความเหนี่ยวนำรั่วในขดลวดไพรมารี่ของหม้อแปลง เมื่อหม้อแปลงไม่เป็นอุดมคติ (K1 L1 L2 0.99) 

ดังนั้นโดยทั่วไปแล้วฟลายแบคคอนเวอร์จึงจำเป็นต้องมีวงจรสนับเบอร์ (snubber) เพื่อกดค่าแรงดันสไปค์ในช่วงสั้นๆ นี้ให้มีค่าไม่เกินที่จะเป็นอันตรายต่อเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์เอาไว้ด้วยเสมอครับ

ในที่นี้ผมจะทดลองเพิ่มสนับเบอร์เข้ามาในวงจรตามในรูปนี้ เพื่อดูผลคร่าวๆ ส่วนการคำนวณค่าของสนับเบอร์จะขอข้ามไปก่อนครับ

แสดงวงจรสนับเบอร์ที่เพิ่มเข้ามาเพื่อกดแรงดันสไปค์ช่วงขณะเริ่มหยุดนำกระแสให้มีค่าไม่สูงเกินกว่าเพาเวอร์มอสเฟตจะทนได้

รูปนี้เป็นผลที่ได้หลังใส่สนับเบอร์เข้าไปครับ

ผลของวงจรสนับเบอร์ที่เพิ่มเข้ามาในวงจร ซึ่งสามารถลดแรวดันสไปค์ลงมาให้เหลืออยู่ประมาณ 50V ซึ่งไม่เกินค่าแรงดันสูงสุดที่เพาเวอร์มอสเฟตทนได้ตามที่กำหนดไว้ตอนออกแบบวงจร

จะเห็นว่าสนับเบอร์ช่วยกดแรงดันไว้ให้อยู่ในระดับที่ยอมรับได้ แต่มันก็มีผลต่อค่าแรงดันขาออกพอสมควรเลยทีเดียว รวมทั้งยังต้องคำนึงถึงความร้อนและกำลังงานสูญเสียจะเกิดในวงจรสนับเบอร์อีกด้วย แต่ผลดีของการใส่สนับเบอร์เอาไว้ก็ถือว่ามันจำเป็นต้องใส่ไว้ในวงจรด้วยเสมอ

สำหรับโหมดกระแสต่อเนื่องจะขอข้ามไป เพราะคิดว่าสามารถใช้แนวทางการคำนวณแบบเดียวกันนี้ได้ โดยเปลี่ยนจากค่า ton(max) เป็น ton(min) และเปลี่ยนค่าคาบจากที่จำกัดไว้ 0.8T เป็น T ในข้อ 3 แล้วนำไปคำนวณหาค่า Lp ต่อในข้อ 4 คิดว่าคงไม่ยากเกินไป

ส่วนผลจากการสร้างวงจรจริงที่สร้างขึ้นเปรียบเทียบกับผลวิเคราะห์ที่ทำมาข้างบนเข้าไปดูได้ตาม link ที่ปรากฏอยู่ข้างล้างนี้ครับ

วงจรทดลองเพื่อศึกษาการทำงานของฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์